Maar we dwalen duidelijk af. De basisprincipe is eenvoudig: we willen een versterker zonder outputtransformator. Wat we eerst nodig hebben, dat is een hoogohmige luidspreker, zodat er geen impedantieaanpassing nodig is. De uitgangsimpedantie van een vermogensbuis genre EL84 is in de buurt van 4kΩ. Er zijn speciale buizen ontworpen die met een lagere spanning en hogere stroom kunnen werken, dat zijn de UL84 en EL86 (twee buizen met nagenoeg dezelfde eigenschappen, maar een andere gloeispanning). Daardoor zakt de impedantie van de buizen tot 2kΩ, en aangezien de buizen de belasting parallel aansturen zit men aan een waarde van ongeveer 1kΩ. Met luidsprekers van 800Ω zit men niet te ver naast de ideale impedantie.

Op het rooster van de onderste buis zet men een positiefgaande wisselspanning en op de bovenste buis een negatiefgaande spanning: de onderste buis gaat meer in geleiding en de bovenste buis gaat minder in geleiding. We hebben natuurlijk het omgekeerde met een negatiefgaande spanning.

Men heeft één probleem, namelijk dat de wisselspanning op het rooster van de bovenste buis groter moet zijn dan de spanning op het rooster van de onderste buis. De cathode van de bovenste buis voert namelijk een wisselspanning, waarop de ingangsspanning gesuperponeerd moet worden. Op het eerste zicht een heel complex probleem, maar dat heel eenvoudig opgelost kan worden.

Links de principeschakeling, we hebben als ingangstrap een cathodyneschakeling met R1 en R2 die identieke waarden hebben in de buurt van 47kΩ. De principeschakeling mist de roosterpolarisatie (ontkoppelde cathodeweerstanden en roosterlekweerstanden).

R3 is een weerstand van ongeveer 33kΩ. Het doel van deze weerstand is ervoor te zorgen dat de stroom door de onderste pentode identiek is aan de stroom door de bovenste pentode. Bij de onderste pentode loopt er immers een deel van de stroom weg door het schermrooster via R4.

C1 en C2 koppelen de wisselspanning naar de eindtrappen, C3 koppelt de uitgangsspanning (afgenomen op het knooppunt van beide eindbuizen) met de belastingsweerstand (luidspreker). Deze condensator heeft doorgaans een waarde van 8µF of meer. C4 ontkoppelt het schermrooster van de onderste buis (waarde 8µF).

De magie van de schakeling gebeurt door middel van C5, dit is een bootstrap condensator die de wisselspanning op de cathode van de bovenste buis overbrengt naar het knooppunt R1/R5. De anodeweerstand heeft nog altijd een waarde vn 47kΩ maar de dynamische impedantie van de anodeweerstand wordt zeer groot, waardoor men automatisch een sterkere spanningsvariatie bekomt op de anode ten opzichte van de cathode.

De signaalspanning wordt over R2 opgewekt, bijvoorbeeld een wisselspanning van 1V om de onderste eindtrap te sturen. De amplitude is positiefgaande (pijltje naar boven). Over R1 ontstaat eveneens een wisselspanning van 1V, maar hier negatiefgaande (faseomkering door de cathodyneschakeling). Het knooppunt R5/R1 staat echter niet op een vaste spanning, maar gaat mee met de uitgangsspanning. De wisselspanning op de uitgang is hier 30V (versterking eindpentode 30×). Op C1 krijgt men dus een stuurspanning van 30 + 1 = 31V, de juiste waarde om de bovenste pentode te sturen.

De schakeling is zelfregulerend: heeft men een vermogensbuis met een lagere versterking (of een zeer laagohmige belasting), dan hebben we een lagere wisselspanning op het knooppunt van beide vermogensbuizen, en dus ook een lagere spanning op de bootstrap.

Als laatste hebben we nog C6, een condensator van lage waarde om de cathodyne te optimaliseren. De anodekring heeft namelijk een hogere impedantie dan de cathodekring. De condensator zorgt voor een lichte boost van de hoge frekwenties in de anodekring om de millercapaciteit van de bovenste buis te compenseren. Bij praktijktesten bleek deze condensator niet nodig te sijn.

De luidspreker moet de g2-stroom verwerken (ongeveer 5mA). Voor de luidspreker vormt dit geen probleem, maar het zorgt voor een hogere rendement van de versterker.

Rechts hebben we een meer uitgewerkte schakeling. De eindtrappen zijn UL84 buizen die speciaal voorzien zijn voor een lagere spanning (170V nominaal) en een hogere stroom van 70mA (anodedissipatie van 12W). De 12AX7 is dezelfde buis als de ECC83.

De waarde van de cathodeweerstanden zijn als volgt: 120Ω voor de onderste pentode en 130Ω voor de bovenste pentode. Gebruikt men een egalisatieweerstand (R3 in de schakeling boven), dan moet de cathodeweerstand van de bovenste pentode ook 120Ω hebben. In de praktijk brengt deze extra weerstand echter geen verbetering en wordt niet gebruikt.

Terwijl een single endend versterker een vermogen haalt van 4W, bereikt men hier een vermogen van 8W. Men heeft opgemerkt dat om een correcte werking van de schakeling te bekomen de versterker heel dicht bij de klasse A moet werken (de stroom door de afgeknepen buis mag niet nul worden). Daardoor is het vermogen dat men kan bekomen lager dan met een echte balansversterker met uitgangstransformator die een vermogen van meer dan 10W haalt.

De schermroosterspanning van de onderste pentode wordt ingesteld op de halve voedingsspanning door middel van een ontkoppelde spanningsdeler. De beste stabilisatie wordt echter bekomen als de g2 spanning betrokken wordt vanaf de cathode van de bovenste pentode (zie lager) via een weerstand. Deze schakeling is de meest uitgewerkte SRPP schakeling.

Hieronder links zie je een schakeling die verkocht werd als versterker, maar de schakeling werd ook gebruikt in hoogwaardige televisietoestellen.

De schakeling is gebaseerd op de klassieke schakeling (met fase omkeertrap), maar gebruikt een kleine transfo met 1:1 verhouding. De transformator wordt eigenlijk gebruikt als dubbele smoorspoel om de wisselspanning te blokkeren. Er loopt een identieke maar tegengestelde gelijkstroom door de transfo, waardoor kernverzadiging uitgesloten is. De transfo zit niet in de signaalweg en heeft geen invloed op de geluidskwaliteit.

Indien men deze schakeling zou willen nabootsen kan men een scheidingstransfo gebruiken zoals die gebruikt worden in bepaalde public address installaties om ground loops tegen te gaan. De stroom door de transfowikkelingen bedraagt maximaal 10mA.

De schakeling heeft een tegenkoppeling voor gelijkspanning en wisselspanning van de uitgang naar de cathode van de eerste triode (weerstanden van 220k en 1k). Omdat er geen transformator in de signaalweg zit is er ook geen frekwentiecompenserend netwerk nodig over de tegenkoppeling. Dit komt allemaal de geluidskwaliteit ten goede.

De bovenste pentode krijgt zijn signaal via een spanningsdeler voor wat betreft het gelijkspanningscomponent om het werkpunt te stabiliseren op 1/2 van de voedingsspanning. De schermroosterspanning van de onderste buis wordt betrokken op de uitgang en helpt ook mee om de uitgangsspanning te stabiliseren zodat de grootste sweep bereikt kan worden. De stroom in beide pentodes wordt bepaald door de cathodeweerstand.

Een complete SRPP schakeling (met fase omkeertrap) met E130L straalbundel tetrodes staat hier (onderaan de pagina).

Ik heb zelf vaak met SRPP schakelingen geëxperimenteerd. Ik had toen veel outputbuizen (allemaal uit oude televisies gerecupereerd), maar ik had geen geschikte outputtransformatoren om een echte balansversterker te bouwen. Deze versterker heb ik zeker 20 jaar gebruikt en regelmatig verbeteringen aangebracht: de SRPP buizenversterkers die ik zelf heb gebouwd.

De Futterman versterker is verghelijkbaar met de MBLE-uitvoering, maar heeft een vernuftige manier tot een hoger signaal op de anode te komen.

Men heeft snel versterkers gebouwd zonder de fase omkeertrap. Is een extra triode echt nodig? Je komt het allemaal te weten in dit vervolgartikel: SRPP met of zonder fase omkeertrap.