De oplossing is een tussenversie: niet echt een single ended meer, maar geen klassieke push pull met balanstransfo. Het voordeel van deze schakeling is dat de outputtransformator niet meer nodig is.

Het voordeel van de SRPP schakeling (serie/shunt regulated push pull) is dat die een voldoende lage impedantie heeft om direct 800Ω luidsprekers aan te sturen. Verschillende schakelingen worden op deze pagina getoond.

Philips noemt deze schakeling die in de duurdere toestellen gebruikt wordt Bi-Ampli, hoewel de naam al gebruikt werd voor een andere type schakeling met twee outputpentodes voor laag en midden/hoog (dus twee outputbuizen).

Nagenoeg alle Philips televisietoestellen gebruiken de SRPP schakeling en 8700Ω luidsprekers (samen met de Philips merken zoals ACEC, Novak,...)

Afbeelding rechts:
De basisschakeling met de nieuwe EL86 buizen. De versterkertrap moet een wisselspanning van 10V effectief op zijn rooster krijgen en moet dus voorafgegaan worden door een triode. De schakeling levert 4W, dit is niet meer dan een SE schakeling, maar de geluidkwaliteit is beter, zeker als men een 800Ω luidspreker gebruikt. De dissipatie kan ook over twee buizen verdeeld worden: voor eenzelfde vermogen worden de buizen minder heet.

In televisies gebruikt men doorgaans een serieketen voor de gloeidraden zodat men een transfo kan vermijden. In radiotoestellen (met relatief weinig buizen) gebruikt men een 100mA serieketen (buizen UCC85, UCH81, UF89, UABC80 en UL84) terwijl men in televisies buizen uit de 300mA reeks gebruikt (PCF80, PFL200, PCL805, PCL86, PY88, PL504,...)

Er is een kleine verduidelijking nodig: de PL84 is niet de 300mA versie van de bekende EL84. De PL84 lijkt veel op een EL84, maar de buis heeft de eigenschappen van de EL86. De EL86 en PL84 hebben een smallere anode en zijn geöptimaliseerd om te werken op een lagere spanning (en hogere stroom), maar het zijn klassieke pentodes met drie roosters. De EL86 heeft dezelfde aansluitingen als de EL84, dit is een beetje zoals de EL34 en KT77: je kan de buizen swappen om de geluidskwaliteit te vergelijken.

De PCL86 is een EL86 met een extra triode van het type EC(C)83 en een lagere anodedissipatie van 9W (in plaats van 12W).

De schakeling levert een vermogen van 4W aan een 800Ω luidspreker. Het vermogen is vergelijkbaar met die van een SE versterker, maar de vervorming is lager en de dissipatie kan over twee buizen verdeeld worden.

Rechts:
Men kan een hoger vermogen bereiken als men de originele SRPP schakeling gebruikt, dus met een extra triode die de wisselspanning aan de bovenste buis levert. In de beste gevallen kan het audiovermogen verdubbeld worden.

Het is vreemd dat Philips nooit deze schakeling toegepast heeft (nochtans een schakeling ontworpen door dochterbedrijf MBLE). Men had de bovenste PL84 kunnen vervangen door een tweede PCL86. De werking van de schakeling wordt op de betreffende pagina uitgelegd. De elko C8 is belangrijk voor de correcte werking van de schakeling!

Een zelfbouwer heeft een versterker gebouwd op basis van UL84 met een vermogen van 8W (d = 10%). Er wordt een "U" versie van de buizen gebruikt, zodat een serieschakeling mogelijk is op de halve voedingsspanning. Ik heb terloops een kleine fout in de schakeling verwijderd, de gloeidraden werden gevoed met de netspanning en een bleederweerstand van 11W, terwijl het veel beter is de buizen te voeden met de middenaftakking van de transfo.

De schakeling gebruikt een aangepaste cathodyneschakeling om het tegenfase signaal te leveren voor de bovenste buis, maar de schakeling zou ook met een long tail schakeling kunnen werken zolang men de bootstrap elko niet vergeet.

Voor een correcte werking moet de schermroosterspanning overeenkomen met de anodespanning in rust. Daarvoor is een laagohmige weerstand nodig (het zijn de twee schermroosterweerstanden van de bovenste schakeling). Deze weerstanden hebben een waarde van 5.6kΩ. Als de versterker op vol vermogen werkt, dan wordt 1.8W in ieder weerstand ontwikkeld. Daardoor blijft er enkel nog 6.5W over voor de luidspreker.

De oplossing is gebruik te maken van smoorspoelen, die een hoge impedantie en een lage ohmse weerstand hebben. Maar hier gebruikt men geen gewone spoelen (die ene luchtspleet nodig hebben vanwege de permanente stroom), maar een kleine transfo met een wikkelverhouding 1:1. De tegengestelde stroom in beide wikkelingen zorgt dat er geen magnetisch opgebouwd wordt en de transfo kan klein gekozen worden.

Men kan ook de bovenste cathodeweerstand vermijden door een spanningsdeler te gebruiken voor de roosterspanning van de bovenste buis. Hoe minder spanning men over de cathodeweertsanden verliest, hoe meer vermogen men overhoudt (grotere sweep mogelijk).

Men zou ook de waarde van de onderste cathodeweerstand kunnen verlagen door een negatieve spanning te voorzien voor de onderste buis (maar men moet een waarde van 1Ω behouden om de stroom te kunnen meten). De spanning kan betrokken worden over de gloeispanning van de onderste buis (26V). De spanning wordt gelijkgericht en gefilterd. De spanning is te negatief, maar een spanningsdelen en een trimmer kunnen de spanning terugbrengen tot ongeveer -12V (trimmer afregelen voor een cathodestroom van maximaal 75mA en liefst 65mA)

De transfo die de impedantie zal aanpassen is een transfo met verhouding 10:1. dankzij de lage transformatieverhouding halen we een hoger rendement in vergelijking met een normale balanstransformator (4kΩ + 4kΩ of meer). De bandbreedte is uitgebreid zonder dat er speciale maatregelen getroffen moeten worden. Ondat de tegenkoppeling betrokken wordt voor de transfo is er geen faseverschuiving en moet men geen frekwentiecorrectie toepassen.

Men kan een 100V sonorisatietransformator met een vermogen van 10W gebruiken (de primaire eimpedantie is 1kΩ). We halen een dempingsfactor van 10, wat goed is om strakke bassen te hebben.

Men haalt ene vermogen van 7.5W (d = 0.5%), dus bijna het dubbele van een Philips SRPP schakeling. Er loopt een stroom van 65 à 70mA door de pentodes, de buizen worden dus dicht bij hun limieten gebruikt.

Links ziet men het verschil tussen een EL84 (meest bekende type, geschikt voor een voedingsspanning tot 300V en een stroom van 40mA) en de PL84 (200V en 60mA). Beide buizen zijn traditionele pentodes (3 roosters), geen beam tetrodes die een hoger rendement kunnen hebben bij een lagere spanning en hogere stroom.

EL86 in een push pull versterker

De EL86 is niet enkel beperkt tot SRPP-schakelingen, maar kan ook gebruikt worden in single ended of push pull toepassingen. Dankzij de wat grotere cathode ten opzichte van de EL84 kan de buis een hogere stroom leveren en de buis moet al heel sterk versleten zijn voordat hij geen gemiddelde stroom kan leveren.

Dit is een guitaarversterker zonder tegenkoppeling, met een EF86 als voorversterker en een E92CC als fase-omkeertrap.

De eindtrappen werken dicht bij hun nominaal vermogen met een anodedissipatie van 11.6W. De roostervoorspanning gebeurt door een gemeenschappelijke cathodeweerstand. De EL86 kan met een hoogspanning van 250V werken, maar de schermroosterspanning werd verlaagd tot 200V.

De onderste triode van de fase omkeertrap heeft een waarde van 120k en de bovenste een waarde van 100k zodat er een signaal met even sterke amplitude is op beide uitgangen. De E92CC was oorspronkelijk een buis die ontworpen werd om in computers gebruikt te worden. De buis heeft een hoge versterking van 50× en een steilheid van 6mA/V.

Vergelijking EL84 - EL86

De eerste deelschakeling rechts toont een vermogenstrap met EL84. Voor een optimale vermogensoverdracht moet de output transfo een impedantie van 4kΩ hebben, maar het steekt niet zo nauw.

Het gemeten vermogen bedraagt 8.25W, bij een hoger vermogen wordt de vervorming hoger. Het lager vermogen is een teken dat de buis het liefst werkt met een zo hoog mogelijke anodespanning (de voedingstransfo is een exemplaar die ik voor testen gebruik en waarvan de spanning zakt bij hoog vermogen.

De weerstand van 1kΩ die de schermroosterspanning geeft moet niet ontkoppeld worden. Het vermogen is daardoor wat lager, maar ook de vervorming is minder.

Het grootste verschil tussen een pentode en een beam tetrode is dat de vervorming bij een pentode hoger is, maar geleidelijk met het vermogen stijgt. Een tetrode geeft minder vervorming, maar de vervorming stijgt plots bij het bereiken van het maximaal vermogen. In mijn schakelingen heb ik bij pentodes vooral een crossover vervorming opgemerkt, waardoor ik een hogere ruststroom moet instellen (15mA) om de vervorming te beperken. Ik hou liever van de klank van een tetrode omdat ik meestal op laag vermogen naar de muziek luister.

De EL86 pentode werkt het best met een lagere schermroostersapnning (ongeveer de helft van de hoogspanning), je hebt dus een voedingstransfo met middenaftakking nodig.

Het totaal rendement van twee EL86 buizen is een beetje beter, met een lagere g2-stroom (de schermroosterstroom van de EL84 bedraagt 2.4 - 7mA in rust en op maximaal vermogen). De dissipatie op het schermrooster bedraagt dus maximaal 1.6W (de limiet opgelegd door de fabricant is 2W). De dissipatie op het schermrooster van de EL86 bedraagt maximaal 0.5W.

Dit zijn de werkingsparameters van een balansversterker met 2 EL86 (meting in rust en maximaal vermogen):

• Anodespanning: 314 - 278V
• Schermroosterspanning: 169 - 149V
• Cathodestroom: 15 - 52mA
• Schermroosterstroom: 0.35 - 3.1mA
• Stuurroosterspanning: -18V

Skoopbeeld bij een signaal van 8V over een belasting van 5Ω (12.8W): er is een duidelijke crossover vervorming als de ruststroom te laag ingesteld is.

In het algemeen kunnen de buizen EL86 een wat hoger vermogen leveren dan de gelijkaardige EL84 die beter bekend zijn. Dit wordt veroorzaakt door de wat hogere perveance van de buis (de buis kan een hogere stroom leveren bij een lagere spanning). De buis werd specifiek ontwikkeld voor de SRPP schakeling waarbij twee buizen in serie werken op de voedingsspanning.

De bouw van de twee buizen is nochtans gelijk: het zijn allebei klassieke pentodes, en toch zijn de parameters verschillend, voornamelijk door het schermrooster dat dichter bij de cathode staat bij de EL86.