De oplossing is een tussenversie: niet echt een single ended meer, maar geen klassieke push pull met balanstransfo. Het voordeel van deze schakeling is dat de outputtransformator niet meer nodig is.

Het voordeel van de SRPP schakeling (serie/shunt regulated push pull) is dat die een voldoende lage impedantie heeft om direct 800Ω luidsprekers aan te sturen. Verschillende schakelingen worden op deze pagina getoond.

Philips noemt deze schakeling die in de duurdere toestellen gebruikt wordt Bi-Ampli, hoewel de naam al gebruikt werd voor een andere type schakeling met twee outputpentodes voor laag en midden/hoog (dus twee outputbuizen).

Nagenoeg alle Philips televisietoestellen gebruiken de SRPP schakeling en 8700Ω luidsprekers (samen met de Philips merken zoals ACEC, Novak,...)

Afbeelding rechts:
De basisschakeling met de nieuwe EL86 buizen. De versterkertrap moet een wisselspanning van 10V effectief op zijn rooster krijgen en moet dus voorafgegaan worden door een triode. De schakeling levert 4W, dit is niet meer dan een SE schakeling, maar de geluidkwaliteit is beter, zeker als men een 800Ω luidspreker gebruikt. De dissipatie kan ook over twee buizen verdeeld worden: voor eenzelfde vermogen worden de buizen minder heet.

Door deze schakeling te gebruiken verlaagt de uitgangsspanning van de pentodes en kan men de 800Ω luidsprekers direct aansturen, zonder een aanpassingstransfo te moeten gebruiken.

In televisies gebruikt men doorgaans een serieketen voor de gloeidraden zodat men een transfo kan vermijden. In radiotoestellen (met relatief weinig buizen) gebruikt men een 100mA serieketen (buizen UCC85, UCH81, UF89, UABC80 en UL84) terwijl men in televisies buizen uit de 300mA reeks gebruikt (PCF80, PFL200, PCL805, PCL86, PY88, PL504,...)

Er is een kleine verduidelijking nodig: de PL84 is niet de 300mA versie van de bekende EL84. De verschillen tussen EL84, PL84, EL86,... staan op deze pagina.

1: 2: 3:

De PCL86 is een EL86 met een extra triode van het type EC(C)83 en een lagere anodedissipatie van 9W (in plaats van 12W).

De schakeling levert een vermogen van 4W aan een 800Ω luidspreker. De uitgang is op de condensator van 8µF. De schermroosterstroom van de PL84 loopt door de luidspreker, die op d epositieve voedingspanning aangesloten is.

Tweede afbeelding rechts:
Men kan een hoger vermogen bereiken als men de originele SRPP schakeling gebruikt, dus met een extra triode die de wisselspanning aan de bovenste buis levert. In de beste gevallen kan het audiovermogen verdubbeld worden.

Het is vreemd dat Philips nooit deze schakeling toegepast heeft (nochtans een schakeling ontworpen door dochterbedrijf MBLE). Men had de bovenste PL84 of EL86 kunnen vervangen door een tweede PCL86. De werking van de schakeling wordt op de betreffende pagina uitgelegd. De elko C8 is belangrijk voor de correcte werking van de schakeling!

Een zelfbouwer heeft een versterker gebouwd op basis van UL84 met een vermogen van 8W (d = 10%), dit is de derde schakeling rechts.

Er wordt een "U" versie van de buizen gebruikt, zodat een serieschakeling mogelijk is op de halve voedingsspanning. Ik heb terloops een kleine fout in de schakeling verwijderd, de gloeidraden werden gevoed met de netspanning en een bleederweerstand van 11W, terwijl het veel beter is de buizen te voeden met de middenaftakking van de transfo.

De schakeling gebruikt een aangepaste cathodyneschakeling om het tegenfase signaal te leveren voor de bovenste buis. In tegenstelling met een gewone cathodyne versterkt deze schakeling het signaal voor de bovenste buis.

Voor een correcte werking moet de schermroosterspanning overeenkomen met de anodespanning in rust. Daarvoor is een laagohmige weerstand nodig (het zijn de twee schermroosterweerstanden van de bovenste schakeling). Deze weerstanden hebben een waarde van 5.6kΩ. Als de versterker op vol vermogen werkt, dan wordt 1.8W in ieder weerstand ontwikkeld. Daardoor blijft er enkel nog 6.5W over voor de luidspreker.

De oplossing is gebruik te maken van smoorspoelen, die een hoge impedantie en een lage ohmse weerstand hebben. Maar hier gebruikt men geen gewone spoelen (die een luchtspleet nodig hebben vanwege de permanente stroom), maar een kleine transfo met een wikkelverhouding 1:1. De tegengestelde stroom in beide wikkelingen zorgt dat er geen magnetisch veld opgebouwd wordt en de transfo kan klein gekozen worden (de schermroosterstroom bedraagt maximaal 5mA)?

Zoals te zien op de schakeling kan men de bovenste cathodeweerstand vermijden door een spanningsdeler te gebruiken voor de roosterspanning van de bovenste buis. Hoe minder spanning men over de cathodeweerstanden verliest, hoe meer vermogen men overhoudt (grotere sweep mogelijk).

Men zou ook de waarde van de onderste cathodeweerstand kunnen verlagen door een negatieve spanning te voorzien voor de onderste buis (maar men moet een waarde van 1Ω behouden om de stroom te kunnen meten). De spanning kan betrokken worden over de gloeispanning van de onderste buis (26V). De spanning wordt gelijkgericht en gefilterd. De spanning is te negatief, maar een spanningsdelen en een trimmer kunnen de spanning terugbrengen tot ongeveer -12V (trimmer afregelen voor een cathodestroom van maximaal 75mA en liefst 65mA)

De transfo die de impedantie zal aanpassen is een transfo met verhouding 10:1. dankzij de lage transformatieverhouding halen we een hoger rendement in vergelijking met een normale balanstransformator (4kΩ + 4kΩ of meer). De bandbreedte is uitgebreid zonder dat er speciale maatregelen getroffen moeten worden. Ondat de tegenkoppeling betrokken wordt voor de transfo is er geen faseverschuiving en moet men geen frekwentiecorrectie toepassen, maar de transformator moet van zeer goed ekwaliteit zijn, want die zit niet in de tegenkoppeling.

Men kan een 100V sonorisatietransformator met een vermogen van 10W gebruiken (de primaire eimpedantie is 1kΩ). We halen een dempingsfactor van 10, wat goed is om strakke bassen te hebben.

Met alle maatregelen die hier vermeld staan haalt men een vermogen van 7.5W (d = 0.5%), dus bijna het dubbele van een Philips SRPP schakeling. Er loopt een stroom van 65 à 70mA door de pentodes, de buizen worden dus dicht bij hun limieten gebruikt.

EL86 in een push pull versterker

De EL86 is niet enkel beperkt tot SRPP-schakelingen, maar kan ook gebruikt worden in single ended of push pull toepassingen. Dankzij de wat grotere cathode ten opzichte van de EL84 kan de buis een hogere stroom leveren en de buis moet al heel sterk versleten zijn voordat hij geen gemiddelde stroom kan leveren.

Dit is een guitaarversterker zonder tegenkoppeling, met een EF86 als voorversterker en een E92CC als fase-omkeertrap. Men kan gerust een ECC81 gebruiken als faseomkeertrap. De versterking is goed voor een microfoon, maar te sterk voor een line ingang.

De eindtrappen werken dicht bij hun nominaal vermogen met een anodedissipatie van 11.6W. De roostervoorspanning gebeurt door een gemeenschappelijke cathodeweerstand. De EL86 kan met een hoogspanning van 250V werken, maar de schermroosterspanning werd verlaagd tot 200V.

De onderste triode van de fase omkeertrap heeft een waarde van 120k en de bovenste een waarde van 100k zodat er een signaal met even sterke amplitude is op beide uitgangen. De E92CC was oorspronkelijk een buis die ontworpen werd om in computers gebruikt te worden. De buis heeft een hoge versterking van 50× en een steilheid van 6mA/V.

Dit zijn de werkingsparameters van een balansversterker met 2 EL86 (meting in rust en maximaal vermogen):

• Anodespanning: 314 - 278V
• Schermroosterspanning: 169 - 149V
• Cathodestroom: 15 - 52mA
• Schermroosterstroom: 0.35 - 3.1mA
• Stuurroosterspanning: -18V

Skoopbeeld bij een signaal van 8V over een belasting van 5Ω (12.8W). Er is een duidelijke crossover vervorming die zou kunnen wijzen op een te negatieve stuurroosterspanning. De fout werd hier echter veroorzaakt door de schermroosterspanning die verminderde op hoog vermogen. De einge oplossing was hier de schermroosterspanning te stabiliseren.