Buizenversterkers
Optimalisatie van de drivertrap
Drivertrap

Wijzigingen die aangebracht werden aan de drivertrap van een versterker in een Williamson configuratie (vermogen van 50W). We stappen af van een traditionele Williamson (met een long tail comparator) naar een schakeling met locale tegenkoppeling.
-

-

2 x 50W versterker

Ik bouw mijn versterkers met de voedingstransformatoren die ik voorhanden heb. Toen ik deze versterker bouwde, had ik een grote 200VA voedingstransformator die een gelijkgerichte voedingsspanning van 370V leverde. Ik had ook twee 50W audiotransformatoren, dus waarom zou ik geen zeer krachtige versterker bouwen? 50W x 2 geproduceerd door een buizenversterker is een zeer hoog vermogen; tegenwoordig beperk ik mezelf meestal tot 15-20W per kanaal, wat meer dan genoeg is.

De eindbuizen zijn PL504's, die dit soort vermogen kunnen leveren. De anode gloeit meestal rood wanneer de versterker constant zoveel vermogen moet leveren, maar het doel van een versterker is niet om een uur lang sinusvormige signalen op maximaal vermogen te produceren. Bij normaal gebruik komt het audiovermogen zelden boven de 10W uit.

De transformator levert een wisselspanning van 260V en heeft een middenaftakking, waardoor een anodespanning van 370V en een schermroosterspanning van 185V mogelijk zijn. Met deze spanning produceert een PL504-buis gemakkelijk een piekstroom van 200mA, zelfs wanneer de anodespanning daalt tot 50V. De transformator kan ook extra spanningen van -60V en -185V leveren met verschillende gelijkrichters. Deze pagina richt zich op drivercircuits; we zullen niet uitleggen hoe deze verschillende spanningen worden gegenereerd (zie de pagina's over de voeding).

Een tweede transformator levert 24V (meer precies 26V), die wordt gebruikt voor gloeispanningen (direct voor eindbuizen die 27V vereisen en in serie voor ECC83- en ECC82-buizen). U kunt ook vier EL5000 of EL504-buizen gebruiken door alle gloeidraden in serie te schakelen.

Williamson-schakeling

De hoge schermroosterspanning van 185V betekent echter dat de buizen moeten werken met een zeer negatieve stuurroosterspanning, rond de -60V voor een ruststroom van 10mA. Zo'n negatieve bias-spanning geeft aan dat de buis een zeer sterk stuursignaal (40Vrms) nodig heeft om zijn nominaal vermogen te bereiken.

Een eenvoudige voorversterker + cathodyne fase-omkeertrap met ECC83-buizen is onvoldoende; een tussenliggende drivertrap met ECC82-buizen is vereist. De meest logische configuratie voor de drivertrap is een long tail faseomkeertrap. De complete versterker is daarom een Williamson-schakeling.

De eerste versie had een volledig conventionele faseomkeertrap. De voorversterker was uitgerust met een dubbele ECC83-triode (destijds gebruikte ik nog geen voorversterker met transistoren, die betere eigenschappen heeft). De voorversterker en cathodyne zijn niet in het schema weergegeven; De driver moet voorafgegaan worden door deze twee trappen om te kunnen functioneren.

De Schmidt-comparator heeft een staart aangesloten op de -185V (gemeenschappelijke kathodeweerstand). De diode voorkomt dat de spanning op de kathode te negatief wordt wanneer de gloeidraad nog niet heet is (om te voorkomen dat de isolerende laag tussen de gloeidraad en de kathode beschadigd raakt). Bij normaal gebruik is de spanning op de kathode ongeveer +8V. De anodesstroom in elke triode is ongeveer 4mA, wat resulteert in een anodesdissipatie van 0,8W per triode.

De eindtrap die bij alle versies gebruikt wordt
De eindbuizen hebben een instelbare negatieve bias. De kathodeweerstand van 1Ω meet de stroom, die net onder de 10mA moet liggen (3,7W vermogen in rust). Elk schermrooster heeft een weerstand van 120Ω om ongewenste oscillaties in de buis te elimineren. Dit is bijna een wonderoplossing; het vermindert de versterking van de buis enigszins, net genoeg om ongewenste hoogfrequente oscillaties te voorkomen.

De koppelcondensatoren naar de eindtrap zijn zo gedimensioneerd dat de laagste frequentie (20Hz is bij -1 dB) wordt weergegeven zonder de nadelige effecten van een te grote koppelcondensator (verminderde blocking margin).

Er zijn ontkoppelcondensatoren zeer dicht bij de eindtrap geplaatst: dit zijn niet-gepolariseerde condensatoren die voorkomen dat het signaal zich naar de andere trappen zou verspreiden (dit is noodzakelijk wanneer de versterker een hoog vermogen heeft). 10µF bij de voedingstransformator, 2,2µF bij de schermroosters (vóór de weerstand, dit is belangrijk!). Er is ook een diode en een condensator van 50 µF om de voeding van de drivertrap te ontkoppelen.

Dit circuit is jaren geleden gebouwd, en destijds gebruikte ik gewoon buizen die ik uit oude televisies had gehaald. Televisies gebruikten niet veel dubbele triodes meer, en de buizen die ik had waren niet meer zo goed. Het was moeilijk om een identieke spanning over beide triodes te krijgen, ondanks de volledig symmetrische configuratie (spanningsverschil van ongeveer 50 V tussen de twee anodes). Ik denk dat één van de triodes een licht vervuild rooster had, waardoor de roosterspanning iets steeg en de stroom daardoor toenam.

Originele drivertrap van de Williamsonschakeling (dit is niet de eerste modificatie)

Eerste aanpassing

De eerste aanpassing bestond uit het gebruik van twee kathodeweerstanden in plaats van één, en het verbinden van de twee kathodes met een niet-gepolariseerde condensator van 10 µF. Het anodespanningsverschil was nu zeer klein (ongeveer 5 V), en de dynamische koppeling van de kathodes werd gewaarborgd door de condensator. Kathodekoppeling is noodzakelijk om een perfecte aanpassing van de twee faseverschoven spanningen te bereiken (zeer goede gelijkloop van de twee uitgangspanningen van de drivertrap).

Deze eerste aanpassing lijkt op het laatste schema rechts, met twee kathodeweerstanden en de twee diodes, maar zonder de lokale negatieve terugkoppeling. De twee kathodes van de triodes zijn verbonden door een niet-gepolariseerde condensator van 10 µF.

Tweede aanpassing: Lokale negatieve terugkoppeling

Maar de schakeling kon nog steeds worden verbeterd. De totale versterking van de versterker met drie versterkingstrappen was te hoog (voorversterker, Schmidt-fase-omkeerschakeling en eindtrap) en vereiste een te grote negatieve tegenkoppeling. De versterker stond op het punt te oscilleren en het geluid was niet perfect, wat ironisch is voor een buizenversterker. Bij een blokgolfsignaal was het uitgangssignaal sterk vervormd.

De negatieve tegenkoppeling omvat het hele circuit, van de voorversterker tot de uitgangstransformator, en diverse kleine faseverschuivingen maken de versterker instabiel wanneer een hoge negatieve tegenkoppelingsverhouding gebruikt wordt. Versterkers met een Williamson-topologie staan erom bekend dat ze moeilijk te stabiliseren zijn en componenten met precieze waarden zijn noodzakelijk voor een goede werking. De allereerste versterkers waren stabiel omdat de versterking van triodes destijds vrij laag was.

Tweede wijziging: bijplaatsen van een lokale tegenkoppeling
Daarom moet de versterkingsfactor worden verlaagd. Lokale negatieve terugkoppeling is ideaal: het verlaagt de versterking, maar vermindert ook vervorming en faseverschuivingen. Dat is precies wat we nodig hebben! Ik had destijds geen vervormingsmeter, maar oscilloscoopbeelden met een blokgolf van 125Hz en 1kHz waren veel beter (een blokgolf is ideaal om te controleren op ongewenste oscillaties).

De negatieve terugkoppeling werkt van de anode van de vermogenstetrode naar de kathode van de driverbuis: dit is de beste configuratie. Een versterkingsfactor van 100 is nodig in dit deel van de versterker (bij maximaal vermogen staat er een spanning van 500 Vrms over de anodes van de vermogenstetrodes).

Vergis je niet: de negatieve terugkoppeling C (tetrodesignaal) komt overeen met het B-signaal van de triode!

Je kan de lokale negatieve tegenkoppelingsverhouding aanpassen: dit wijzigt automatisch de algemene negatieve tegenkoppelingsverhouding. Aangezien de algehele negatieve tegenkoppeling nu alleen nog de voorversterker, fase-omkeertrap en transformator hoeft te corrigeren, is een negatieve tegenkoppelingsverhouding van 10 dB meer dan voldoende. Test met een blokgolfsignaal om de respons te controleren. Je kan ongewenste oscillaties verminderen door kleine condensatoren parallel aan de 4,7MΩ terugkoppelingsweerstand te plaatsen (een zeer lage waarde, minder dan 100pF).

Verbetering van de symmetrie van de twee drivertrappen
De tweede aanpassing vermindert de symmetrie aan de uitgang van de twee drivertriodes enigszins (de symmetrie hangt nu alleen nog af van de symmetrie van de cathodyne). De symmetrie kan worden verbeterd door beide systemen gelijktijdig te gebruiken.

Dit circuit maakt gebruik van een lichte kathodekoppeling en een lokale negatieve tegenkoppeling. Hoe lager de waarde van de 27kΩ weerstand, hoe groter de symmetrie en hoe minder negatieve terugkoppeling er is. De versterking neemt ook toe en de versterker kan minder stabiel zijn. Als de weerstand 0Ω is, resulteert dit in een normale long tail configuratie en moet de lokale negatieve terugkoppeling worden verwijderd (dit is de hierboven genoemde "eerste aanpassing").

Bij dit type versterker is een lokale negatieve tegenkoppeling belangrijker dan een perfecte symmetrie tussen de twee stuursignalen: verlaag de waarde van de koppelingsweerstand (27kΩ) niet te veel! Complexe signalen (blokgolven) hebben een betere vorm met een hogere koppelingsweerstand. De cathodyne-faseverschuiver is de faseverschuiver die het beste resultaat geeft. Om een uitstekende gelijkloop te hebben is het alleen nodig dat de anode- en cathodeweerstanden perfect identiek zijn (binnen 1%), de cathodyne werkt perfect zolang het driversignaal niet te groot is (wat hier het geval is).

Publicités - Reklame

-