Philips gebruikt een triode-hexode: de triode dient voor de versterking (fase 1, omgekeerd) terwijl de hexode voor de tweede uitgang zorgt. De spanning op de hexode wordt niet afgetapt aan de anode maar op het schermrooster, de anode ligt aan massa. De triode geeft een versterking van 11×: voor een signaal van 1V op de ingang geeft de schakeling een signaal van 11V op de eerste uitgang (negatiefgaande) en een signaal van 11V positiefgaande op de andere uitgang.

De ECH42 werd oorsdpronkelijk gebruikt voor de frekwentieomzetting in radiotoestellen (AM banden), de triode dient dan als locale oscillator (heterodyne) en de hexode als mixertrap.

De versterking van de hexode is laag, daarom hebben beide roosterweerstanden een sterk verschillende waarde. Waarom wordt de normale anode van de hexode niet gebruikt? Omdat de buis een tweede stuurrooster heeft die verbonden is met het rooster van de triode (dit is nuttig in een mengtrap, maar is storend hier). Het signaal dat niet gestoord is kan enkel afgenomen worden van het schermrooster.

Ook de triode heeft een lagere versterking, waardoor deze schakeling eigenlijk niet echt geschikt is als fase-omkeertrap.

De tweede schakeling rechts is een parktische toepassing, gevonden in een oude Elektuur nummer. Op het eerste zicht lijkt het wel goed, het combineert een cathodevolger met een anodevolger.

De eerste triode is geschakeld als cathodevolger, het uitgangssignaal wordt op de cathode afgenomen. De tweede triode is geschakeld als een -1 versterker (anodevolger), het signaal op de blauwe uitgang wordt -1 versterkt. Het rooster van de tweede buis fungeert hier als inverterende ingang van een op amp.

Het grootste nadeel van deze schakeling is de ongelijke impedantie van de twee uitgangen: één trap is geschakeld als emittervolger, de andere als gemeenschappelijke cathodeschakeling. De impedantie van de tweede buis wordt nog verhoogd door de niet ontkoppelde cathodeweerstand (en een beetje verlaagd door de tegenkoppeling; kortom: een zootje). Problemen die door een dergelijke schakeling kunnen ontstaan zijn besproken op de concertina schakeling.

Zelfs al regel je de amplitude van beide signalen zo goed mogelijk af voor een bepaalde frekwentie, bij een andere frekwentie heb je wel een onbalans door de capaciteiten van de buizen (millercapaciteit, roostercapaciteit, enz). De capaciteiten zijn impedanties waarvan de waarde met de frekwentie verandert, waardoor de stuurtrappen anders belast worden.

De schakeling heeft ook nog de bekende nadelen van de Elektuur-ontwerpen; veel te hoge waarden voor koppelcondensatoren. Dit wordt gedaan om faseverschuivingen tegen te gaan in versterkers met een sterke tegenkoppeling, maar het kan ook motorboten veroorzaken (zeer laagfrekwente oscillaties). Dergelijk hoge condensatorwaarden veroorzaken ook een tragere recuperatie in geval van oversturing. Dit saat meert in detail uitgelegd op de pagina over de problemen met de globale tegenkoppeling.

Een derde praktische schakeling staat rechts. Het betreft een chinese schakeling die buizen made in China gebruikt, maar men kan evengoed europese types gebruiken. De ECC81 kan vervangen worden door een ECC83.

De uitgangstrap gebruikt een paar 6P6P, het chinees equivalent van de bekende 6V6. Het is een beam tetrode, de kleine broer van de 6L6, een buis die goed geschikt is voor dergelijke toepassingen hoewel die oorspronkelijk niet ontworpen werd voor audiotoepassingen. Men bereikt een vermogen van 12W RMS. Het musicaal vermogen is ongeveer 10% hoger want men gebruikt hier een polarisatie door een cathodeweerstand.

In het paars is het audiosignaal aangegeven (uitleg op de pagina over de super-mullard schakeling). De eerste buis versterkt het signaal en keert de fase om. Deze triode krijgt ook het tegenkoppelingssignaal op zijn cathode (comparator). Het signaal aan de ingang van de tweede voorversterkerbuis is omgekeerd, deze buis werkt als op-amp met een versterking van -1×. Dit is de anodevolger versie van de parafase schakeling, want de tweede triode is ontkoppeld en er is geen gemeenschappelijke cathodeweerstand.

De condensator in de terugkoppeling moet eventueel aangepast worden aan de uitgangstransformator.

Deze schakeling met EF86 voorversterkerpentodes is ook een paraphase. De schakeling heeft de gemeenschappelijke gemeenschappelijke cathodeweerstand van een floating parafase, maar de waarde ervan is zo laag dat het eigenlijk geen "floating" parafase is. De cathodeweerstand dient vooral voor de polarisatie.

Eigenlijk hebben we zelfs meer te maken met een standaard parafase (en geen anodevolger), want de weerstand van 2.7k ligt aan één kant bijna aan de massa.

Door de koppeling van de twee schermroosters bekomt men een redelijke gelijkloop. Dit is de voortrap van een eindversterker die aan een voorversterker gekoppeld moet worden. Het ingangssignaal bedraagt 10V.

De tegenkoppeling komt binnen op beide cathodes en op het stuurrooster van de tweede pentode. Omdat het ingangssignaal reeds 10V bedraagt zijn er geen extra voorversterkertrappen nodig, wat de stabiliteit van het geheel ten goede komt.

De schakeling komt uit een bekende QUAD versterker waarvan het vermogensgedeelte besproken wordt op de pagina van de alternatieve ultra lineaire schakelingen (schema onderaan de pagina).

Ik ben geen voorstander van dergelijke schakelingen die overengineered zijn en daardoor overdreven complex zijn geworden. Dergelijke schakelingen werken enkel goed als de componenten goed gepaard zijn, maar men vergeet al te gemakkelijk dat buizen verlopen. Een goed ontwerp moet nog goed werken als men de waarde van wilenkeurige componenten vervangt door componenten die 20% afwijken in waarde.

Deze parafase is redelijk standaard, met een triode-pentode ECF82 waarbij de pentode als voorversterker gebruikt wordt. Zoals de cathodyneschakeling versterkt de eigenlijke fase-omkeertrap niet, en het kan nodig zijn een pentode te gebruiken in plaats van een triode om een voldoende versterking te bekomen.

De eigenlijke faseomkeertrap is de triode in anodevolger schakeling. Dit is de enige schakeling die "floating" genoemd kan worden wegens de gemeenschappelijke cathodeweerstand, maar een echte floating parafase gebruikt twee triodes om een betere gelijkloop te hebben. De kloating parafase heeft ook de goede eigenschappen van de long tail fasedraaier.

De ECF82 werd vroeger in middenfrekwent trappen gebruikt, dus met een relatief hoge anodestroom, vandaar de anodeweerstanden met een lage waarde.

Door de EF86 voortrap is de gain van de complete schakeling zeer hoog (open lus versterking: 10.000×) en is een tegenkoppeling nodig om de gain te beperken. Ik zie niet goed in waarom men twee pentodes gebruikt, behalve als het een microfoonversterker zou zijn. Men plaatst doorgaans geen tegenkoppeling over een versterker met een zo hoge gain.

Isodyne fasedraaier Floating isodyne

Voor de eerste dubbele triode gebruikt men een buis met een hoge versterking zoals de ECC81, voor de tweede buis gebruikt men een ECC82 die met een hogere stroom kan werken. De schakeling heeft goede eigenschappen (gelijkloop van beide uitgangen, lage uitgangsimpedantie, hoge sweep,...).

Men kan de eigenschappen van de parafase nog verbeteren door er een floating isodyne van te maken (tweede schakeling). De waarde van de roosterweerstand van de voortrap (150k) moet men aanpassen aan de gebruikte voortrap, zodat men de juiste anodespanning bekomt (ongeveer 100V) voor de volgende trap, de schakeling is niet zelf-stabiliserend.

De isodyne fasedraaier kan aangepast worden om te werken met eindtrappen die in classe AB2 gestuurd worden. Daarvoor moet men een negatieve voedingspanning voorzien voor alle trappen, zodat de uitgangspanning op ongeveer -50V komt te staan (hangt af van de gebruikte eindtrappen). Er is een instelling van de ruststroom van de eindtrappen en een correctie van de stroomverschillen in de eindtrappen nodig. De "Balance" instelling blijft behouden, die zorgt voor de wisselspanning gelijkloop (maar heeft ook invloed op de stroomoffset. Eerst de ruststroom instellen, dan de balance, en uiteindelijk de stroomverschillen corrigeren.